В основе конденсаторных функциональных преобразователен с выходом постоянного тока лежит преобразователь частоты в по­стоянный ток.

При использовании в таком преобразователе управляемого дози­рующего устройства, формирующего заряд qm, величина которого из­меняется под воздействием входного сигнала, возможно выполнение разнообразных нелинейных операций с электрическими сигналами, представляющими разные физические величины.

Устройство умножения может быть выполнено непосредственно но схеме конденсаторного частотомера. Если информацию об одном сомножителе несет частота / в герцах, а информацию о другом — напряжение U в вольтах, например коллекторное напряжение ключа дозирующего устройства, то средний ток на выходе схемы (в ампе­рах) пропорционален, как следует из выражений (14) и (20), про­изведению этих величин. Погрешность этого произведения опреде­ляют величины 6i, Uко и IkoRk - Так как к выходу дозирующего устройства подключен фильтр, выделяющий постоянную составляю

за

щую сигнала, то диапазон входных частот ограничен со стороны НИЖНИХ ЧасТОТ ВеЛИЧИНОЙ /мин-

Величина второго сомножителя U ограничивается сверху допу­стимым коллекторным напряжением транзистора. Применение ком­пенсированного транзисторного ключа в дозирующем блоке обеспечи­вает точную работу множительного устройства при изменении вели­чины Uк от 0 до Uк. макс, так как в этом случае открытый ключ при больших токах базы можно рассматривать как линейное сопротивле­ние в 1—3 ом.

Применение мостового дозирующего устройства (рис. 8) расши­ряет пределы изменения сомножителя U. Так как эта схема дозиро­вания одинаково работоспособна. при различных полярностях на­пряжения питания (при этом изменяется только полярность среднего

напряжения «а выходе схемы), то пределы изменения U опреде­ляются выражением

^к. макс^^к ^ ^н. макС)

т. е. второй сомножитель может быть больше и меньше 0. Умноже­ние происходит с учетом знаков сомножителей.

Таким образом, устройство, выполненное по схеме конденсатор­ного частотомера, при питании ключей дозирующего устройства на­пряжением, пропорциональным величине В, и при подаче на его вход частоты, пропорциональной величине А, перемножает эти вели­чины, причем выходной ток будет пропорционален произведению АВ. Однако величина сомножителя А при этом ограничена снизу.

Если оба сомножителя заданы в форме напряжения, то устрой­ство умноження реализуется с промежуточным преобразователем одного из сомножителей в частоту.

Множительное устройство с промежуточным преобразованием в частоту (рис. 23) состоит из частотно-импульсного модулятора 1, дозирующего устройства 2, напряжение на ключе которого пропор­ционально сомножителю В, фильтра нижних частот 3, вычитающего устройства 4.

Первый сомножитель, заданный в форме напряжения, поступает на ЧИМ, частота следования прямоугольных импульсов на выходе которого определяется выражением

f=kiA-{-fo,

где k—коэффициент пропорциональности; fo — нулевая частота ча­стотно-импульсного модулятора (f=fo при Л = 0).

Прямоугольные импульсы поступают на вход дозирующего устройства. При этом ток на выходе последнего

/ср = /С ЛІ7,

но

MJ = k2B,

отсюда

Icp = fCk2B,

где k'2 — коэффициент пропорциональности; В — второй сомножитель.

Постоянная составляющая напряжения на выходе фильтра ниж­них частот определяется выражением

^2СР == fC^2 В == kk^AB k( l^k^f qB•

Из этого выражения следует, что для получения произведения АВ из величины U2ср' нужно вычесть второе слагаемое правой части ра­венства. Последнее осуществляется с помощью блока вычитания 4.

Наличие нулевой частоты /о, а следовательно, и блока вычитания определяет ряд принципиальных преимуществ данной схемы.

Во-первых, пределы изменения сомножителя А при fo>k\AMdLKC значительно расширяются:

^ макс^^^ А м а к с •

Во-вторых, увеличение /о при заданном диапазоне изменения А улучшает динамические свойства схемы.

Принципиальная схема множительного устройства приведена на рис. 24. Здесь роль частотно-импульсного модулятора играет мульти­вибратор Роера, собранный на транзисторах Т и Т2, дозирующее устройство выполнено по мостовой схеме, в качестве фильтра исполь­зовано звено второго порядка (/?фі, Сфі, /?ф2, Сф2), а вычитание вы­полняется на сопротивлении RB. На входе мультивибратора Роера суммируются два напряжения Uцх и и0. Величина Uo определяет нулевую частоту мультивибра­тора.

Как было показано выше, применение мостовой схемы дозирую­щего устройства дает возможность изменять величину второго со­множителя В в пределах

—В макс ^ В ^ - f- В макс-

Таким образом, оба сомножителя могут иметь разные знаки.

Общим недостатком рассмотренных схем является зависимость тока на выходе устройства от величины нагрузки. Этот недостаток

устраняется при применении дозирующих устройств с импульсной обратной связью.

Схема множительного устройства, содержащая конденсаторное дозирующее устройство с импульсной обратной связью, приведена на рис. 25 [Л. 20]. Соответствующая схема КДУ представлена на рис. 16,6.

Цепочка на диоде Д3 и дросселя Др предназначена для компен­сации падения напряжения на диоде Д2. Цепочка из сопротивле­ния Rі и диода Д4 предназначена для компенсации падения напря­жения на диоде Д. Преимущества этого устройства, обусловленные применением КДУ с ИОС, заключаются в высокой точности, отсут­ствии погрешности при изменении сопротивления нагрузки и высо­ком входном сопротивлении.

На рис. 26 представлена принципиальная схема устройства, вы­полняющего операцию возведения в квадрат при одновременном преобразовании частоты в постоянный ток. Схема содержит два дозирующих устройства, одно из которых выполнено на конденсато­ре Сі, а другое — на конденсаторе С2 и содержит цепь ИОС, состоя-

Шую из импульсного трансформатора ИТ, стабилитронов Д5—Mi 11 диода Ms. Сопротивление Ru является нагрузочным и выбирается достаточно малым, так чтобы падение напряжения на нем было мно­го меньше напряжения стабилитронов Ms—Mi - Постоянная времени (/?2+^з) С4 выбрана много больше периода входной частоты, так что пульсации напряжения на емкости С4 малы и ими можно пре­небречь.

Схема работает следующим образом. Очередной импульс вход­ной частоты перебрасывает триггер Тг в положение, при котором

транзистор Т запирается и конденсаторы Сі и С2 заряжаются, при­чем зарядка конденсатора Сі происходит через цепь нагрузки, а С2 — через цепь (і?2+#з)С4. В момент, когда напряжение на конденсато­ре С2 становится равным напряжению стабилитронов Ms—Mi, про­исходит пробой стабилитронов, и на первичной обмотке ИТ появляет­ся импульс, который, трансформируясь во вторичную обмотку, пере­брасывает триггер в состояние, при котором транзистор Т открыт, и конденсаторы С и С2 разряжаются, причем конденсатор С2 разря­жается на нагрузку. В течение периода суммарный заряд q, посту­пающий в нагрузку, равен разности зарядов, поступающих из цепей перезарядки каждого конденсатора:

q = Cltd)Ci—C2LUc%.

При достаточно малом сопротивлении нагрузки, а также благо­даря действию ИОС перепад Д£/Са равен напряжению UCT стаби­литронов Мб и Mi, и не зависит от сопротивлений R2 и i?3. Пере­пад ДUCi равен максимальному коллекторному напряжению транзи­стора, которое в свою очередь равно сумме Uст и напряжения на цепи (R2+R3) С4:

ШС1 — ^ст "Ь CfJJctf (R2 “Ь /?з).

Результирующий ток в нагрузке определяется соотношением

1ш = fq = fC^eT + ГС, С2ист (R2 + R3) - fCtUtT.

Выбирая Сі = С2 = С, получаем:

Ia=PCWCr(R2 + R2).

Таким образом, выходной ток пропорционален квадрату часто­ты. Экспериментально исследовалась схема с данными элементов, приведенными на рис. 8. Конденсаторы Cj и С2 выбирались типа СГО класса точности 0,5. В качестве нагрузки использовался мил­лиамперметр. Схема испытывалась в диапазоне частот 25--250 гц. Значение выходного тока на верхней частоте подстраивалось с по­мощью переменного сопротивления Rz до величины 1 ма. Испытания показали, что величина относительной приведенной погрешности, с которой реализуется последняя зависимость в указанном диапазоне частот, не превышает ±0,6%.