Ранее описаны различные акустиче­ские методы контроля изделий из ПКМ небольших и средних толщин. Здесь мы рассмотрим разработанную в Московском Энергетическом институте (МЭИ) единую систему решения задачи УЗ-контроля (преимущественно эхометодом) изделий больших толщин из материалов с боль­шим затуханием ультразвука и высоким уровнем структурных помех. Система раз­работана в основном для контроля изде­лий из ПКМ, хотя полученные результаты применимы и к ОК из других материалов с подобными свойствами. Отличительная особенность описываемой системы - системный подход, при котором элек­тронные блоки и акустические преобразо­ватели разрабатываются как единое целое.

Изложение в своей основе повторяет принципы достижения максимальной чув­ствительности, описанные в разд. 2.2.4.5, однако оно учитывает специфические особенности контроля неметаллических материалов.

Контроль толстых ОК из ПКМ за­труднен большим затуханием УЗ-волн в этих материалах. Если при дефектоскопии большинства металлов основной причи­ной затухания служит рассеяние УЗ-волн, порождающее помехи в виде структурных шумов, то при контроле ПКМ затухание обусловлено в основном поглощением, хотя структурные шумы (например, отра­жения от границ отдельных слоев) здесь также имеют место. Поэтому главной причиной, препятствующей контролю, является недостаточный уровень принято­го сигнала, который из-за большого зату­хания становится ниже уровня шума при­емной части УЗ-дефектоскопа.

Как показано в разд. 2.2.4.5, повыше­ние чувствительности путем увеличения напряжения возбуждающего преобразова­тель импульса генератора (при использо­вании традиционного для большинства эхоимпульсных дефектоскопов ударного возбуждения) возможно только до опре­деленного предела (/макс, ограниченного прочностью изоляции и конструктивными соображениями. Наряду с ограничением "сверху" значением UMaKC, в УЗ-эхо-дефек - тоскопах абсолютная чувствительность ограничена "снизу" пороговым уровнем {/МИН = {/порог* отсекающим после усилителя сигналы, сравнимые с шумом и, тем более, находящиеся ниже уровня белого шума приемной части аппаратуры (уровень бе­лого шума зависит от полосы частот при­емного тракта и обычно составляет вели­чину порядка {/порог <Ю мкВ). Тем самым абсолютная чувствительность в традици­онных эходефектоскопах не превышает значения 100 ... 110 дБ.

Одним из способов повышения чув­ствительности при контроле протяженных сред с большим интегральным затуханием является снижение рабочей частоты, при­водящее к уменьшению затухания УЗ - волн (рис. 4.36) [167]. Поэтому в специа­лизированных дефектоскопах для контро­ля таких ОК применяют частоты менее 1 МГц. Однако и этого часто недостаточно для получения нужного уровня принятого сигнала. Кроме того, снижение частоты ухудшает разрешающую способность аппаратуры (рис. 4.37).

Второй, более радикальный, путь увеличения толщин контролируемых ОК и улучшения рабочих характеристик УЗ - контроля заключается в выделении эхо - сигналов, находящихся ниже уровня шу­

ма. Этот путь увеличивает динамический диапазон принимаемых эхосигналов, уст­раняет ограничения в абсолютной чувст­вительности контроля "снизу", позволяет получить более полную информацию об

ОК, замаскированную шумами. Развитием этого направления в УЗ-контроле с сере­дины 60-х годов занимается научная шко­ла, созданная на кафедре "Электронные приборы" МЭИ В. П. Аксеновым [4, 168] и с 1983 г. руководимая В. К. Качановым [168].

Для решения рассматриваемой про­блемы на первом этапе были использова­ны разработанные в радиолокации мето­ды помехоустойчивой обработки сигна­лов. В дальнейшем, с учетом специфики УЗ-контроля, были разработаны не имею­щие аналогов в радиолокации сигналы, методы их обработки, УЗ-преобразователи и соответствующая электронная аппаратура.

Одним из известных радиолокацион­ных методов повышения отношения сиг - нал/шум является когерентное накопление периодических эхосигналов, наиболее эффективно применяемое совместно с синхронным детектированием [167]. В отличие от амплитудного, синхронное детектирование не ухудшает отношение сигнал/шум. При накоплении N импуль­сов, следующих с периодом повторения зондирующих сигналов Г = Т„, происхо­дит выделение полезного сигнала из бело­го шума, причем отношение сигнал/шум

увеличивается в раз. Однако накоп­ление большого числа периодических им­пульсов увеличивает время накопления

NTn, и, следовательно, снижает произво­дительность контроля.

Сложномодулированные сигналы.

Другой путь решения проблемы выделе­ния эхосигналов из шумов - применение сложномодулированных сигналов с соот­ветствующей оптимальной их обработкой [167, 375]. К сложномодулированным от­носятся сигналы с внутриимпульсной мо­дуляцией частоты или фазы. При опти­мальной обработке таких сигналов, имеющих, как правило, большую дли­тельность Ts (а, значит, обладающих большой энергией Е~ U2TS), они сжимают­ся во времени и возрастают по амплитуде. Степень сжатия NCM = Г5/Гсж равна базе сигнала

Б = ТАЛ = Л/Т, ж = Асж,

где АЛ - ширина спектра сложномодули - рованного сигнала; Тсж - длительность сжатого сигнала.

В ультразвуковой дефектоскопии для возбуждения пьезоэлементов излучающих преобразователей применяют линейно - частотно-модулированные (ЛЧМ) и фа - зоманипулированные (ФМ) сигналы, сжа­тые импульсы которых имеют форму ав­токорреляционной функции сигнала, что наиболее соответствует задачам УЗ - контроля эхометодом.

На рис. 4.38, а показан ЛЧМ-сигнал длительностью Т„ частота которого меня­ется по линейному закону, а спектр при-

ближается к прямоугольному. После оп­тимальной обработки амплитуда ЛЧМ - сигнала увеличивается в Бт раз, длитель­ность уменьшается в NCX=TJTCX раз (где Тсж - длительность сжатого сигнала на уровне 0,64). Центральная частота им­пульса равна средней частоте ЛЧМ сигна­ла, а огибающая имеет форму вида sinx/x (рис. 4.38, б). После оптимальной обра­ботки ЛЧМ сигнала отношение сиг - нал/шум возрастает (теоретически) в 0VCK)"2 раз.

Фазоманипулированный сигнал - это сигнал с двоичным квантованием фазы. Он состоит из состыкованных радиоим­пульсов одинаковой несущей частоты с прямоугольными огибающими, фазы ко­торых могут принимать два значения 0 и 180° - в соответствии с модулирующей кодовой последовательностью [166]. Су­ществует большое количество различных кодовых последовательностей, в соответ­ствии с которыми создаются ФМ-сигналы с разнообразными характеристиками. В этом смысле ФМ-сигналы обладают большим набором свойств по сравнению с ЛЧМ-сигналами. Впервые ФМ-сигналы в

УЗ-дефектоскопии были применены в 1974 г. В. К. Качановым. В других странах это направление стало развиваться позд­нее, хотя в настоящее время эти сигналы уже широко применяют в различных уст­ройствах УЗ-контроля, в основном за ру­бежом. Вместе с тем активное и опере­жающее развитие этого направления про­должается в МЭИ.

На рис. 4.39, а изображен видеокод простейшего из ФМ-сигналов - сигнала Баркера с индексом N = 13 и соответст­вующий ему ФМ-сигнал (рис. 4.39, б). Спектр ФМ-сигнала занимает полосу А/ = 1/7], После оптимальной обработки этот спектр имеет один главный лепесток длительностью Тсж = TJN = Т, с амплиту­дой, превышающей амплитуду сигнала до обработки в N раз (рис. 4.39, в).

Сжатие сложномодулированных сиг­налов в оптимальном фильтре (ОФ) по­добно внутриимпульсному накоплению N элементов сигнала с повышением отноше­ния сигнал/шум в У1'2 раз. Однако, в отли­чие от накопления периодических сигна­лов, внутриимпульсное накопление (сжа­тие сложномодулированного сигнала) ре-

шает не только проблему выделения сиг­налов из шумов. Одновременно оно обес­печивает высокую лучевую разрешающую способность, более точное определение временного положения эхосигнала и ре­шает ряд других задач контроля.

Основная идея одновременного по­вышения чувствительности и лучевой раз­решающей способности эхометода пока­зана на рис. 4.40, где отраженные от близ­ко расположенных дефектов (слоев) круп­ногабаритного изделия сигналы находятся ниже уровня шума и не разрешаются. По­сле ОФ сжатые сигналы разрешаются во времени и, благодаря увеличению ампли­туды главного лепестка, выделяются из шума.

Возможность разрешить (т. е. наблю­дать отдельно) два или более наложенных друг на друга ФМ-эхосигнала в результате оптимальной фильтрации объясняется свойством ортогональности ФМ-сигнала, которое позволяет разрешить сигналы, сдвинутые относительно копий не более чем на Гэ. Если длительность Т, (а, следо­вательно, и длительность сжатого сигнала Так) составляет один период несущей час­тоты, то обеспечивается разрешающая способность порядка одного периода ко­
лебаний несущей частоты [166].

Сложномодулированные сигналы ис­пользуют также при толщинометрии изде­лий из материалов с большим интеграль­ным затуханием ультразвука. Согласно положениям радиотехники, погрешность определения временного положения эхо - сигнала тем меньше, чем больше энергия этого сигнала и чем выше отношение сиг - нал/шум. Следовательно, использование высокоэнергетичных сложномодулиро - ванных сигналов с последующей их опти­мальной фильтрацией решает проблему толщинометрии толстостенных изделий из ПКМ [375].

ФМ-сигналы формируются по раз­личным алгоритмам двоичных кодовых последовательностей, среди которых наи­более известны коды Баркера и М-коды. Многообразие свойств ФМ-сигналов по­зволяет создавать новые нетривиальные методы контроля. Так, использование ФМ М-сигналов с непрерывным следованием, когда длительность 7) М-сигнала равна периоду повторения Т„ (зондирования) (рис. 4.41, а) позволило создать своеоб­разный эхометод УЗ-контроля при непре­рывном зондирующем сигнале (непрерыв­но излучаются состыкованные друг с дру-

том ФМ М-сигналы) [167]. В эом случае при конкретных значениях Un и Тп обеспе­чивается максимально возможная чувст­вительность, так как излучается непре­рывный сигнал с максимально возможной энергией Е ~ (U„)2TS = (UK)2Tn. Автокорре­ляционная функция, т. е. вид сжатого М-сигнала с базой N = 31 в режиме непре­рывного излучения, показана на рис.

4.41,6.

Другой нетривиальный способ УЗ- контроля основан на использовании ан­самблей ортогональных ФМ М-сигналов [167]. При одновременном излучении (и приеме) п ортогональных ФМ-сигналов одинаковой длительности обеспечивается новый способ визуализации акустических неоднородностей (рис. 4.42), при котором каждый из оптимальных фильтров прини­мает только сигналы от "своего" излучателя.

ЛЧМ и ФМ-сигналы привнесены в УЗ-дефектоскопию из радиолокации. Вме­сте с тем, потребности УЗ-контроля изде­лий из разнообразных по свойствам мате­риалов обусловили необходимость созда­ния особого класса сложномодулирован - ных сигналов применительно к трудным задачам УЗ-контроля. Среди этих сигна­лов особое место занимает "сплит- сигнал", предложенный И. В. Соколовым [303].

Сплит-сигнал представляет собой на­бор радиоимпульсов с разными централь­
ными частотами и различной длительно­стью. Для каждой из задач контроля вы­бирается свой, специфический алгоритм формирования сигнала: свой набор частот и длительностей импульсов. После опти­мальной обработки всего ансамбля со­ставляющих сплит-сигнала форма им­пульса подобна сжатому ЛЧМ или ФМ - сигналу. Однако, в отличие от детермини­рованных ЛЧМ и ФМ-сигналов, сплит - сигнал обладает избыточной гибкостью, позволяющей легко адаптировать его под каждое контролируемое изделие. Так, на­пример, затухание сигнала в ОК можно компенсировать соответствующим выбо­ром частот и длительностей формирую­щих сигнал импульсов.

Мозаичные преобразователи. Осо­бенностью научного подхода в описывае­мой работе является то, что новые слож - номодулированные сигналы разрабатыва­ются одновременно с преобразователями как части единой системы сигнал - преобразователь-обработка сигнала. Так как сложномодулированные сигналы яв­ляются широкополосными, то для неис­кажающего и помехоустойчивого их приема приемные преобразователи долж­ны иметь полосу пропускания и форму АЧХ, соответствующую ширине и форме амплитудного спектра сигнала. В этом случае приемный преобразователь не только преобразует акустический сигнал в электрический, но также служит элемен-

том ОФ для этого сигнала, так как одно из условий для ОФ требует, чтобы модуль коэффициента передачи фильтра Каф(со) соответствовал модулю амплитудного спектра сигнала Ss(cо): |АГ0ф(со)| = g|Ss(co)|, где g - константа [167] В таком случае ОФ пропускает без искажения полезные со­ставляющие сигнала и подавляет шум, лежащий вне полосы Afs.

Для неискажающего и помехоустой­чивого преобразования широкополосных сложномодулированных сигналов необхо­димо обеспечить высокую чувствитель­
ность преобразования и соответствующую амплитудному спектру сигнала АЧХ ши­рокополосного преобразователя. С этой целью в МЭИ в 70-х годах был разработан мозаичный широкополосный пьезокера­мический преобразователь, представляю­щий собой набор электрически объеди­ненных N групп одинаковых пьезоэлемен­тов высотой hi и прямоугольного сечения Нг х h3 (рис. 4.43, а). Выбор размеров A,, hi, h3 определяет резонансные частоты fufbfz пьезоэлементов. Совокупность электриче­ски объединенных и акустически развя-

занных с помощью полимерного наполни­теля (обычно эпоксидной смолы) N эле­ментарных пьезоэлементов представляет собой преобразователь сечением Н2 х #3 с расширенной полосой пропускания. Если размеры пьезоэлементов подобраны пра­вильно и их частоты близки, то суммарная АЧХ преобразователя расширяется в 1,5 ... 2 раза (рис. 4.43, б), а ее форма бо­лее соответствует форме амплитудного спектра сигнала и условию оптимальной обработки эхоимпульса.

Задача контроля толстых изделий из ПКМ сложномодулированными широко­полосными сигналами с последующей
оптимальной фильтрацией эхосигналов обусловила разработку в МЭИ широкопо­лосных мозаичных преобразователей, име­ющих в диапазоне частот 100... 1000 кГц от­носительную полосу преобразования по­рядка 100 % при сохранении достаточно высокого уровня чувствительности и обес­печения соответствующей формы АЧХ мозаичного преобразователя.

Одна из конструкций многоэлемент­ного преобразователя приведена на рис. 4.44 [263]. В преобразователе в опре­деленном порядке расположены три груп­пы акустически развязанных разновысо-

ких продольно-поляризованных стержне­вых пьезоэлементов (рис. 4.44, а, б). В каждой из групп их высота h постоянна и выбрана из условия

где Q - электромеханическая добротность пьезоэлемента, нагруженного на рабочую среду; п - номер группы (и = 1, 2, 3...).

Выполнение этого условия обеспечи­вает необходимую равномерность резуль­тирующей полосы пропускания преобра­зователя. Для получения симметричной диаграммы направленности преобразова­тель должен содержать достаточное коли­чество пьезоэлементов, расположенных симметрично относительно его геометри­ческой оси. Дополнительное расширение полосы пропускания достигается выбором
поперечных размеров пьезоэлементов, определяющих резонансные частоты по­перечных мод колебаний. Результирую­щая АЧХ преобразователя подобной кон­струкции с апертурой 40 мм приведена на рис. 4.44, в (сплошная линия). В каждую из групп входит по 20 пьезоэлементов размером: h= 1,25 мм, й2 = 1,5 мм, /г3 = = 2,0 мм, Д4 = 2,5 и d$ = 3,0 мм. Резонанс­ные частоты/* и fs на рис. 4.44, в обуслов­лены колебаниями пьезоэлементов по ши­рине (размеры ds и Д* соответственно). Для сравнения на рис. 4.44, г приведена АЧХ дискообразного одиночного пьезо­элемента той же апертуры.

Для получения диаграммы направ­ленности, симметричной относительно центральной оси преобразователя, все из­лучающие пьезоэлементы электрически соединяют параллельно. Аналогично со-

единяют и пьезоэлементы приемного пре­образователя [263].

Рассмотренные мозаичные преобра­зователи стали широко применяться за рубежом только с 1980 года [393] под на­званием "композитные". Это название

объясняется тем, что пространство между отдельными пьезоэлементами заполняется связующим полимером и в итоге вся кон­струкция подобна композитному материа­лу. Немецкий ученый G. Splitt [422, с. 2965] считает, что композитные преоб-

разователи - это "веха в развитии ультра­звукового контроля", решающая большин­ство из существующих проблем УЗ - преобразователей. В частности, наряду с расширением полосы пропускания увели­чивается коэффициент электромеханиче­ского преобразования, уменьшается вол­новое сопротивление и др.

Практически все зарубежные иссле­дования по созданию композитных преоб­разователей проводились для простых импульсных сигналов. При этом не стави­лась задача помехоустойчивого контроля. Тем самым большинство решений, опуб­ликованных сегодня за рубежом, во - первых, повторяют достижения россий­ских ученых, а во-вторых, не решают про­блему комплексно в единстве системы "сигнал - преобразователь - обработка".

Мозаичными преобразователи назва­ны потому, что, подобно мозаике, из эле­ментарных элементов можно собрать лю­бую конфигурацию. При этом мозаичные преобразователи рассматриваются как гибкие многофункциональные устройства, которые в зависимости от задачи и конфи­гурации, наряду с собственно электроаку­стическим преобразованием, могут вы­
полнять ряд задач У 3-контроля: сканиро­вания (первые работы по сканирующим антенным решеткам были выполнены в МЭИ в начале 70-х годов [4]), фокусиров­ки, повышения чувствительности и раз­решающей способности, выделения эхо - сигналов из акустических помех, белого или структурного шума [164] и т. д.

На рис. 4.45 ... 4.47 схематично пока­заны разные конфигурации разработан­ных в МЭИ мозаичных преобразователей и их возможности по формированию диа­грамм направленности.

Совместная разработка преобразова­телей, сигналов и методов их обработки позволяет получать качественно новые результаты, которые были бы невозможны вне комплексного рассмотрения пробле­мы. Один из примеров такого подхода - актуальный вопрос построения диаграмм направленности (ДН) широкополосных преобразователей.

Как известно, ДН любого преобразо­вателя снимают с помощью "длинных" синусоидальных сигналов на одной кон­кретной частоте. Исходя из этого понятие "диаграмма направленности широкопо­лосного преобразователя" не имеет физи-

ческого смысла. Рассмотрение преобразо­вателей в совокупности с сигналом и по­следующей оптимальной фильтрацией позволило создать корреляционный метод измерения ДН широкополосных преобра­зователей [375]. На исследуемый широ­кополосный преобразователь подается сложномодулированный сигнал. Этот сиг­нал принимается в каждой точке поля и оптимально фильтруется. Затем ДН стро­ится как совокупность значений амплитуд сжатого сигнала в пространстве. Так как при оптимальной фильтрации и синхрон­ном детектировании информация о фазе сигнала отсутствует, влияние интерферен­ционных процессов на форму ДН умень­

шается и формируется объективное про­странственное распределение поля широ­кополосного преобразователя.

Корреляционный метод построения ДН позволил получить распределение по­ля преобразователя как в дальней, так и в ближней зонах при использовании слож - номодулированных сигналов. В силу ор­тогональности таких сигналов распреде­ление поля в ближней зоне оказалось бо­лее равномерным, чем при работе корот­кими зондирующими видео - или радио­импульсами. Это является еще одним пре­имуществом использования сложномоду - лированных сигналов в УЗ-дефектоскопии (рис. 4.48).

Другой пример комплексного подхо­да основан на совместном использовании сложномодулированных сигналов и широ­кополосных преобразователей специаль­ной конфигурации. Он заключается в реа­лизации пространственно-временной об­работки ФМ-сигналов с целью выделения эхосигналов одновременно из белого и структурного шумов. Этот метод позволил проконтролировать не только изделия из ПКМ больших толщин, но и выполнить контроль таких уникальных памятников отечественной культуры, как Царь-коло­кол в Московском Кремле (масса около 200 тонн, максимальная толщина стенки из колокольной бронзы около 80 см) и действующие колокола в звоннице Ивана Великого (колокол "Реут", масса ~ 80 т и др.). Контроль проводился в рамках Госу­дарственной экспертной комиссии перед возобновлением колокольных звонов в Кремле. Также в рамках Государственной экспертизы были проконтролированы ко­локола строившегося храма Христа-Спа- сителя [164].