Синтез ИЛП, с помощью которых реализуются процессы развер­тывания, сравнения, запоминания, фиксации и аналогового преобра­зования входных преобразуемых и эталонных аналоговых сигналов, начинается с выбора типовой электрической модели.

В ИЛП могут входить электрические накопительные элементы (конденсаторы, катушки индуктивности), коммутаторы (ключевые схемы), сравнивающие элементы и вспомогательные линейные и не­линейные аналоговые элементы.

В качестве типовой элементарной электрической модели ИЛП можно принять одну из схем, показанных на рис. 5. Элементарная модель ИЛП, приведенная на рис. 5,а, состоит из следующих эле­ментов: накопительного (интегрирующего или запоминающего) кон­денсатора С; источников заряжающего /зар и разряжающего /раз токов, имитирующих источники преобразуемых, эталонных и «сбра­сывающих» сигналов (токов или напряжений, преобразованных в ток); заряжающего /(зар, разряжающего /(раз и передающего Кп контактов, имитирующих ключевые схемы; аналогового преобразова­теля (повторителя напряжения, преобразователя напряжения в ток или усилителя с высокими входными сопротивлениями). Кроме того, предполагается, что элементарная модель ИЛП содержит источники напряжения (преобразуемых или эталонных), которые сравниваются с помощью одного или нескольких сравнивающих элементов, входя-

2—497

Аналоговый преобразо­ ватель

04

-0

*)

Щйх в элементарную модель, с напряжением на конденсаторе 6, а также в некоторых случаях ограничители (фиксаторы) напряжения на конденсаторе С. Источники тока могут подключаться к конденса­тору С через реверсивную ключевую схему, как указано на рис. 5,а пунктиром.

В элементарной модели ИЛП, приведенной на рис. 5,6, в каче­стве накопительного элемента используется операционный интегри­рующий усилитель с конденсатором в цепи обратной связи.

На рис. 5,в. и г приведены упрощенные модели описанной выше модели на рис. 5,а. На рис. 5,д и е показаны варианты моде­ли ИЛП при использовании /?С-элементов. В этом случае нара­стание и спад напряжения на конденсаторе С будут происходить не по линейному закону, как в моделях на рис. 5,а, в, г, а по экспо­ненциальному.

Считаем, что общая - модели ИЛП представляет собой совокуп­ность описанных выше элементарных моделей ИЛП: однотипных или в ряде случаев разнотипных.

'Выбор типа элементарной модели ИЛП производится с учетом конкретных требований к ИИП кроме требования по получению же­лаемой функции преобразования. Такими требованиями могут быть: удобство согласования входных цепей ИИП с источниками преоб­разуемого тока или напряжения, простота схемы ИИП, точность, габариты и т. д.

Рассматриваемый здесь синтез ИЛП одинаково пригоден при использовании в элементарных моделях любых накопительных эле­ментов: конденсаторов или операционных интегрирующих усилителей. Однако при иллюстрации метода синтеза и в практических схемах ИИП в последующих главах использованы элементарные модели ИЛП с конденсаторными накопительными элементами, обеспечиваю­щими получение более простых схем ИИП.

Представление ИЛП в виде совокупности элементарных моделей упрощает задачу синтеза ИЛП. Возможны два метода синтеза ИЛП: прямой метод и синтез через предварительный анализ. Рассмотрим оба метода.

1. Прямой метод синтеза ИЛП. Исходным является заданная желаемая функция преобразования или система функций, устанав­ливающая зависимость параметров импульсной последовательности Дъ. (длительности, частоты импульсов и т. д.) от преобразуемых входных аналоговых сигналов (токов /Вхд напряжений U&zq):

Дк^кЦъхр, Ubxq), (1)

где k, р, q — номера параметров, токов и напряжений.

В общем случае синтез ИЛП, предназначенных для реализации в ИИП системы произвольных сложных зависимостей параметров импульсной последовательности от многих переменных параметров аналоговых сигналов, представляет сложную и пока нерешенную за­дачу.

Однако синтез относительно простых ИЛП, предназначенных для реализации в ИИП несложных, но весьма распространенных в практике зависимостей, представляет собой вполне разрешимую задачу.

Синтез может быть основан на использовании в качестве элемен­тарной модели ИЛП схемы на рис. 5,а, процессы в которой описы­ваются следующими уравнениями (аналогичные уравнения могут

быть составльгібі для других элементарных моделей ИЛП на рис. 5):

CUZ

^зар " ~f “ » (2)

1 заР

ис= I (3)

сис

''Раз = - J— ’ (4)

'Раз

где Тзар, тГраз — время заряда и разряда конденсатора С токами /зар, /раз', Ос — напряжение, до которого заряжается конденсатор С ТОКОМ /зар в течение Времени Тзар.

При функционировании нескольких элементарных моделей ИЛП возможны параллельные '(одновременные) и последовательные (раз­новременные) взаимные многократные преобразования сигналов

в соответствии с формулами, что можно условно отобразить такой схемой:

{ (5)

При этом по схеме (5) преобразования осуществляются либо по линейному, либо по гиперболическому закону. Каждый этап преоб­разования связан с определенным тактом, во время которого может происходить заряд, разряд, фиксирование, запоминание или преобра­зование -напряжения в ток. Переход от такта к такту осуществляется дискретными сигналами, подаваемыми с выходов ЛП на входы ИЛП.

Принимаем, что каждому сигналу на входах ЛП соответствует сигнал на его выходах, а каждому выходному сигналу ЛП соответ­ствует определенное положение (состояние) контактов в Модели ИЛП. Начало же каждого такта может быть связано либо с момен­том появления синхронизирующего импульса, либо с моментом по­явления импульса с ЭЗ, либо с моментом появления импульса с выхода ИЛП, соответствующего моменту появления сигнала на выходе одного из сравнивающих элементов ИЛП (в момент равен­ства напряжения на конденсаторе эталонному). Исключение состав­ляет фиксирование уровня напряжения на конденсаторе, момент на­ступления которого может быть не связан с внешними сигналами Каждый цикл преобразования в ИЛП представляет собой совокуп­ность тактов.

Первым шагом синтеза ИЛП является получение зависимости вида (1), но в функции от /зарт, /разт, Ucm (т — номер элементар­ной модели ИЛП). Такая зависимость получается из уравнений (2)—1(4):

Mh—fh (/зарт, /разт, Ucm), (6)

где Ucm — напряжение на конденсаторе в момент уравновешивания его либо входным преобразуемым, либо эталонным напряжением (для прямых ИИП).

При получении уравнения (6) из уравнений (2)—>(4) отмечают этапы преобразования и обращают внимание на состояние контактов в модели ИЛП, их переходы из одного состояния в другое, причины, вызывающие эти переходы, и уравнения процессов на каждом этапе.

Следующим шагом синтеза является построение временных диа­грамм переключения контактов моделей ИЛП, токов и напряжений в ИЛП с учетом как внешних сигналов, поступающих на вход ИЛП, так и выходных сигналов ИЛП (со сравнивающих элементов). При этом устанавливается соответствие между сигналами коммута­ции контактов моделей ИЛП, выходными сигналами ИЛП, синхро­низирующими импульсами и импульсами ЭЗ.

Далее, исходя из временной диаграммы, описывающей процессы в модели ИЛП (последовательность переключения ключей, заряд, разряд и т. д), располагая набором принципиальных электрических схем функциональных элементов (ключевых схем, сравнивающих эле­ментов, аналоговых преобразователей и источников эталонного тока и напряжения), на основе модели ИЛП строят принципиальную элек­трическую схему ИЛП.

После этого уточняется связь между входными и выходными ди­скретными сигналами ИЛП, необходимая для синтеза ДА..

В конце настоящей главы приводится пример синтеза ИЛП опи­санным методом.

2. Синтез ИЛП через предварительный анализ. Сущность этого метода состоит в том, что выполняется предварительный анализ раз­личных комбинаций элементарных моделей ИЛП. При анализе зада­ются различными последовательностями состояний контактов моде­ли ИЛП. Определяются уравнения процессов в ИЛП, вызванные изменениями состояний контактов, причем изменение каждого со­стояния связывается с появлением сигналов управления либо от сравнивающего элемента, либо ‘ от генератора синхронизирующих импульсов, либо от ЭЗ. Затем по уравнениям, определяющим зави­симости времен отдельных тактов общего цикла преобразования от входных и эталонных сигнаглов, находят уравнение характеристики вход — выход ИИП. Составляются таблицы, устанавливающие соот­ветствие между характеристиками вход — выход ИИП, составом ИЛП и переходами состояний контактов, привязанных к конкретным управляющим сигналам, вызывающих изменения этих состояний.

По таблицам всегда можно найти для потребной (желаемой) характеристики вход — выход связь между входными сигналами ИЛП и сигналами на его выходах и выходах генератора синхронизирую­щих импульсов, а также ЭЗ.

Изложим методику составления таблиц для синтеза ИЛП.

Выбираем модель ИЛП, для которой должны быть получены таблицы. Модель ИЛП может состоять из одной или нескольких элементарных моделей, представленных на рис. 5. Рассуждения бу­дем выполнять для общего случая, но иллюстрировать лишь на одной элементарной модели, показанной на рис. 5.

В общем случае при количестве контактов в модели ИЛ'П, рав­ном п, число возможных наборов состояний контактов № (каждый контакт может быть либо замкнут, либо разомкнут) определяется:

N—2n. (7)

Если используются все наборы состояний контактов и в цикле преобразования участвует по одному разу каждый набор, то мы имеем дело с W-тактным циклом преобразования, а число возмож­ных комбинаций состояний с различными переходами, т. е. число раз­личных циклов, определится из выражения

Р=1*2. ... • (N—1) = (N—1)! = (2П—1)!. (8)

Переход от одного состояния контактов к другому может быть связан с моментами появления управляющих сигналов либо от сравнивающих элементов, либо от генераторов синхронизирующих импульсов, либо от элементов задержки. Одна элементарная модель ИЛП может содержать несколько сравнивающих элементов, т. е. иметь несколько порогов, так же как один ДА может содержать не­сколько ЭЗ и входов для сигналов от генераторов синхронизирующих импульсов.

Если каждый переход в цикле связан с качественно новым сиг­налом управления переходом из одного состояния контактов в дру­гое, то общее число ИЛП, которое может быть построено на базе моделей с п контактами, определится из выражения

S=WP=2”i[(2”—1)!]. (9)

Для элементарной модели на рис. 5,в с двумя контактами /(зар и /(раз число возможных наборов состояний определится из выраже­ния (7):

N=2n=22=4. (10)

Обозначая замкнутое состояние контактов единицей, а разомкну­тое нулем, состояния по уравнению (10) можно характеризовать табл. 1.

Таблица 1

Характеристика процесса преобра­зования	№ состояния
I	2	3	4
Состоя­ние кон­тактов	/(зар	0	0	1	1
/(раз	0	1	0	1
Процесс на кон­денсаторе	^Запоминание ^напряжения на конденса­торе	Разряд кон­денсатора	Заряд кон­денсатора	Перезаряд конденсатора разностным током

Число возможных циклов с различными переходами для нашего случая определится из уравнения (8):

Р= (2П—1)! == 1 -2.3=6. (11)

Циклы, определенные из уравнения (11), можно характеризовать табл. 2.

Если для нашего случая каждый возможный переход связать соответственно с появлением сигнала управления от одного сравни­вающего элемента в модели на рис. 5,в, одного генератора синхро­низирующих импульсов и двух ЭЗ с различной задержкой, то число ИЛП определится из выражения (9):

S=2n((2n—1)!]=22[(22—1)!]—24. (12)

Для каждого из ИЛП, число которых определяется уравнением (12), можно построить таблицу состояний и переходов контактов, связанных с конкретными сигналами управления переходами.

Количество возможных ИЛП можно увеличить, если рассмотреть кроме четырехтактных ИЛП еще двух - и трехтактные, в которых

используются лишь соответственно по два и по три состояния кон­тактов.

Таблица 2 Состояние контак­тов и номер цикла Контакты № такта 1 2 3 4 1 ^заР 0 0 1 1 -Краз 0 1 0 1 2 А%аР 0 0 1 1 /^Раз 0 1 1 3 /СзаР 0 1 1 Кръз 0 0 1 1 4 •^заР 0 1 1 ^Раз 0 0 1 1 5 /Сзар 0 1 1 /^Раз 0 1 1 0 6 ^зар 0 1 1 0 Яраз 0 1 0 1

Однако реальное количество ИЛП существенно меньше. Дело в том, что некоторые состояния, переходы, а также сигналы управ­ления переходами являются либо нереальными, либо бессмысленны­ми, либо неиспользуемыми.

При построении таблиц надо иметь в виду дополнительные воз­можности увеличения количества вариантов ИЛП даже при одинако­вых используемых состояниях контактов, их переходов и привязке тактов к сигналам управления переходами. Например, разряд кон­денсатора после достижения порогового напряжения может быть произведен не только до достижения другого порогового напряже­ния, но и раньше: за время сигнала задержки с ЭЗ, меньшее времени разряда конденсатора до другого порогового напряжения. В процес­се разряда или заряда конденсатора может наступить фиксация (ограничение) напряжения на конденсаторе. Токи и напряжения раз­личных элементарных моделей могут изменяться не только незави­симо, но и по определенным взаимным зависимостям. Наконец, за­рядными или разрядными токами одних элементарных моделей ИЛП могут служить токи, полученные в результате преобразования в ток напряжений - на конденсаторах других элементарных моделей ИЛП.

По изложенной методике были построены таблицы одно-, двух - и трехэлементных ИЛП, а затем с использованием излагаемого ниже синтеза ДА (составных блоков ИЛП) были синтезированы многие новые интересные схемы ИИП, Некоторые из них описаны в после­дующих глазах книги.

V,

Приведем одну из типовых таблиц (табл. 3) для синтеза ЙЛ. ЇІ, построенную для одной элементарной модели на рис. 5,в.

Таблица 3

Характеристика про­цесса преобразования	№ такта
1	2	3
Состояние кон­тактов при /заР< ^Раз	*заР	I	1	1
«раз	1	1	0
Напряжение на конденсаторе	Началь­ ное	исФ0 разряд	ис = о фиксация	ис = о заряд
Конеч­ ное	с: О II О	ис = 0 фиксация	ис*0
Сигнал управления пе­реходами	После сигнала от СЭ ИЛП	После естественно­го включения огра­ничителя	После сигнала с ЭЗ (запуск 33 от СЭ)
Закон изменения прира­щения напряжения Ш(2	^Раз —^заР^1	д ис = 0 ис = о	73ар*3
С	С
Врема тактов	сис	^Фикс” тза д—ТР а з тзая = Т'	сиг 'з. Р =ГГ - = Г> заР
Тра3 /раз-'зар
Период Т (время цикла)	сис сис Г=1Раз + W + тзаР = ''зар + 7^ “ 7^
1 Частота F = ~f~	Р ^заР ^заР ~ CUC + - зад 'заР Щ

Анализ табл. 3, показывает, что она соответствует случаю по­стоянного замкнутого состояния контакта /(зар, т. е. функционирует лишь контакт /(раз.

Как следует из табл. 3, с помощью рассмотренного ИЛИ при постоянных величинах /зар и /раз при подаче на один вход сравни­вающего элемента входного напряжения, а на другой напряжения на конденсаторе, мы получим интервально-импульсный изме­рительный преобразователь (ИИИП) развертывающего урав­новешивания. Период будет изменяться в функции от входного напряжения:

T = j—Un. (13)

1 зар

Далее из табл. 3 следует, что при постоянном эталонном напря­жении на одном из входов сравнивающего элемента и постоянном значении /раз мы получим частотно-импульсный измери­тельный преобразователь (ЧИИП) развертывающего уравновешива­ния. Частота будет изменяться в функции от входного тока, исполь-

Зуемого в качестве зарядного тока /зар!

F="cuz, s>x'

При дальнейшем синтезе полученного ИИП на этапе синтеза корректирующих элементов принципиальной электрической схемы была устранена нелинейность функции преобразования (14), прояв­ляющаяся при соизмеримых величинах тзад и Тзар. Для этого необ­ходимо напряжение на конденсаторе подавать на сравнивающий эле­мент не непосредственно, а через резистор, по которому должен про­текать входной (зарядный) ток. Величина сопротивления этого рези­стора выбирается из условия

Якор = ^-> (15)

где тзад — время задержки ЭЗ.

Как следует. из уравнений (13) и (14), полученные ИИП могут быть использованы как вычислительные для деления двух электрических величин.

Рассмотренный ИЛ. П работает в режиме, при котором выпол­няется неравенство

Тзад^іТраз - (16)

При выполнении неравенства

Тзад^Траз (17)

конденсатор С не успевает разрядиться до нулевого напряжения, а этап фиксации напряжения на нуле исчезает. В этом случае ИЛП из трехтактного превращается в двухтактный.

В этом случае при /зар=/эт и /Раз=/вх уравнение (13) прини­мает вид:

Т — -у25- /вх. (18)

1 ЭХ

При /зар=/вх и /Раз=/эт уравнение (14) принимает вид:

Т'зад7 эх

Заметим, что в уравнения (1'8) и (19) не вошли ни Uc, ни С. Это значит, что функция преобразования не будет изменяться при изменении порога сравнивающего элемента и емкости конденсато­ра С. В таком режиме ИЛП будут более точными. В этом режиме происходит сравнение среднего значения входной преобразуемой ве­личины со средним значением импульсного сигнала обратной связи. Другими словами, здесь мы имеем дело не с развертывающим, а со следящим уравновешиванием. Из этого примера можно сделать вы­вод: следящее уравновешивание в ИИП отличается от развертываю­щего лишь режимом работы ИЛП: при Тзад<Траз развертывающий режим вырождается в следящий.

Наконец, рассмотрим еще один частный случай, при котором выполняется условие

Тзад^Траз* (20)

В этом случае сигнал на замыкание контакта /Сзар должен пода­ваться в момент достижения напряжения конденсатора нулевого зна­чения.

Практически это возможно осуществить, если ввести в ИЛП вто­рой сравнивающий элемент, который в отличие от первого будет вы­давать сигнал не в момент достижения. напряжения на конденсаторе конечного значения, а в момент достижения нулевого значения. На­добность в ЭЗ в этом случае отпадает. Фиксация временной задерж­ки Тзад вырождается в фиксацию момента наступления нулевого на­пряжения на конденсаторе (разумеется второй пороговый уровень напряжения на конденсаторе может иметь так же, как и первый, не нулевое, а конечное значение). Такая схема с двухпороговым сравнивающим элементом была названа Ф. Е. Темниковым и

В. Л. Славинским генератором развертывающего ти - п а ГРТ [Л. 93].

Выражение для периода в этом случае будет иметь вид:

С/поз С

Т — j (/ _ / V*x^J—Uzx. (21)

1 зар V Раз узар/ узаР

Выражение для частоты импульсов при /заР = /вх примет вид:

<22>

где Приближение справедливо При /Вх"С/раз.

Сравнивая уравнения <(21) и (22) с уравнениями (13) и (14), замечаем их совпадения. Для обоих случаев функция преобразова­ния, а следовательно, и погрешности функции преобразования зави­сят от емкости конденсатора С и от разности порогов срабатывания сравнивающих элементов, т. е. погрешности носят характер, свойст­венный погрешностям ИИП с развертывающим уравновешиванием. Входное развернутое напряжение сравнивается с эталонным.

Но совершенно другие выводы относительно характера погреш­ностей мы получим, если составим относительные выражения для импульса и паузы.

Выражение для относительного значения импульса (коэффициен­та заполнения, среднего значения) будет иметь вид:

Т'имп __ тРаз /зар /г оч

Выражение для относительного значения паузы (коэффициента разряжения, среднего значения) будет иметь вид:

v' — — і _ ^заР /пдч

Y “ Т Т Т 1 /раз #

Как следует из уравнений (23) и (24), функция преобразования, а следовательно, и погрешности функции преобразования не зависят ни от «порогов сравнивающих элементов, ни от емкости конденсатора, т. е. они носят характер, свойственный погрешностям ИИП со сле­дящим уравновешиванием.

В последнем случае по существу происходит уравновешивание (сравнение) средних значений входного и выходного сигналов.

Действительно, в схеме за каждый период происходит уравнове­шивание электрических зарядов ОТ ВХОДНОГО тока /вх = /3ар: т

= J ^вх dt — /вх (tgap -f - Траз) (25)

О

и от эталонного тока /Эт=/Раз:

т

С?2 “ ^ Аэт dt = Iэх^Раз* (26)

о

Поэтому уравнения (23) и (24) являются следствием уравнове­шивания зарядов, выражаемого уравнением

Ql = Q2=/Bx(T3ap+Tpa3) =/этТраз - (27)

Уравнение (27), отражающее процесс сравнения параметров входного и выходного сигналов, соответствует следящему уравнове­шиванию.

Из рассмотренного примера можно сделать вывод: при тг3ад = =тРаз в ИИП одновременно может осуществляться как развертываю­щее уравновешивание, при котором выходной сигнал определяется через абсолютные значения параметров в уравнениях (21) и (22), так и следящее уравновешивание, при котором выходной сигнал определяется через относительные значения параметров в уравнениях (23) и (24).

Рассмотренные примеры исследования только простейшей одно­контактной элементарной модели ИЛП показывают плодотворность представления ИИП в виде дискретного автомата, замкнутого на ИЛП. Еще более интересные результаты можно получить при иссле­довании сложных моделей ИЛП как прямых, так и обратных ИИП.

Сравнивая описанный табличный метод синтеза ИЛП с первым методом (прямым), видим, что в данном случае таблица заменяет первый и частично второй этап синтеза ИЛП, а именно: как потреб­ная функция преобразования, так и временная диаграмма переклю­чения контактов модели ИЛП определяются прямо из таблицы. Да­лее синтез выполняется, как и по первому методу.

Для облегчения синтеза приведем принципиальные электрические схемы функциональных элементов, используемых в ИЛП: ключевых схем, сравнивающих элементов, аналоговых преобразователей (повто­рителей напряжения, усилителей), источников эталонных токов.

Ключевые схемы показаны на рис. 6. В столбце Л рис. 6 пред­ставлены ключевые схемы на диодах, в столбце Б — на биполярных транзисторах, в столбце В — на полевых транзисторах.

Рассмотрим диодные ключевые схемы в столбце Л рис. 6. В первой строке представлена типовая диодная ключевая схема для переключения тока I. При положительном управляющем напряжении Uy диод Д насыщен, а диод Д2 заперт. В этом случае ток посту­пает в конденсатор С. При отрицательном управляющем напряже­нии Uу диод Дч заперт, а диод Д2 насыщен. В этом случае ток / поступает в источник управляющего напряжения. В этой схеме це­лесообразно применять кремниевые диоды с малым обратным током (менее 1 мка), например диоды типов 2Д102А, Д219А или Д223. Рекомендуется использовать конденсаторы с большим сопротивле-

Рис. 6.

ниєм утечки типов ФТ, К70-7 (сопротивление утечки 50 000 Мом)ь а при больших емкостях — типов К77-1 (сопротивление утечки 50 Мом-мкф), К77-4 (сопротивление утечки 10000 МоМ'Мкф). Во второй строке показана диодная ключевая схема для подключения к конденсатору двух источников тока /1 и /2. Работа и требования к схеме аналогичны предыдущей схеме. В третьей строке показана диодная ключевая схема для управления источником тока на тран­зисторе Т. При положительном управляющем напряжении UY диод Дз заперт и коллекторный ток транзистора Т поступает в конденса­тор С. При отрицательном управляющем напряжении £/у диод Дз насыщен, а транзистор Т при определенном соотношении параметров схемы заперт. Для уменьшения влияния остаточных токов как диод Дз, так и транзистор Т должны быть кремниевыми. Ключевая схема в четвертой строке отличается от предыдущей лишь способом, управ­ления. Наконец, в пятой строке показана ключевая схема для управ­ления зарядом и разрядом конденсатора при разнополярном токе и напряжении конденсатора С.

Рассмотрим ключевые схемы на биполярных транзисторах в столбце Б (рис. 6). В первой строке показана ключевая схема на транзисторе Ті для передачи напряжения UBX на конденсатор С.

При положительном управляющем напряжении Uy транзистор 7 насыщен и напряжение на конденсаторе «подтягивается» до входно­го напряжения Uвх. Недостаток схемы — различная скорость нара­стания напряжения на конденсаторе С в зависимости от знака раз­ности входного напряжения и напряжения на конденсаторе. При инверсном режиме работы транзистора Т коэффициент передачи тока базы существенно уменьшается и ток перезаряда конденсатора становится меньше. Для повышения скорости перезаряда параллель­но транзистору Ті подключают транзистор Гг, как показано пункти­ром. Другим путем повышения быстродействия является параллель - но-встречное включение двух однотипных транзисторов, как показано во второй строке. В третьей строке показана компенсированная транзисторная ключевая схема. В ней осуществляется вздимная ком­пенсация остаточных коллекторно-эмиттерных напряжений. В чет­вертой строке показана транзисторная ключевая схема для сброса напряжения на конденсаторе и фиксирования его на нуле. Наконец, в пятой строке показана транзисторная ключевая схема для переклю­чения тока. Отличительная ее особенность — малое потребление от источника управляющего сигнала.

Рассмотрим ключевые схемы на полевых (канальных) тран­зисторах в столбце В '(рис. 6).

Следует особо остановиться на больших преимуществах ключе­вых схем на полевых транзисторах перед ключевыми схемами на диодах и биполярных транзисторах. Эти преимущества особенно важны при использовании ключевых схем в ИИП, так как позволяют существенно улучшить их метрологические характеристики. Во-пер­вых, в ключевых схемах на полевых транзисторах обеспечивается электрическая развязка управляющих и коммутируемых цепей, а входное сопротивление управляющего входа ключа велико. Это объясняется тем, что ток затвора, который обычно используется как управляющий вход ключевой схемы, весьма мал (для полевых тран­зисторов типов 2П102, КП102, 2П103, КП103 он менее 20 на). Во - вторых, в полевом транзисторе во включенном (насыщенном) состоя­нии почти полностью отсутствует паразитная э. д. с. в цепи канала, что позволяет с их помощью коммутировать без искажения микро - вольтные сигналы. Включенный полевой транзистор со стороны кана­ла (между истоком и стоком) представляет собой активное сопро­тивление. 'В-третьих, в запертом состоянии полевой транзистор между истоком и стоком имеет большое сопротивление (более 100 Мом). В-четвертых, в полевых транзисторах сток и исток практически взаи­мозаменяемы, что расширяет функциональные возможности при по­строении ключевых схем на них.-В-пятых, технология изготовления узлов с полевыми транзисторами в виде интегральных схем относи­тельно проста.

Некоторым недостатком полевых транзисторов является относи­тельно большое сопротивление между истоком и стоком во включен­ном состоянии (для упомянутых выше полевых транзисторов оно со­ставляет несколько сотен ом). У биполярных транзисторов это со­противление более чем на порядок меньше. Этот недостаток не ухуд­шает статические метрологические характеристики ИИП, но в ряде случаев снижает их быстродействие.

В первой строке столбца В (рис. 6) приведена типовая ключе­вая схема на полевом транзисторе 7Y Она управляется с помощью биполярного транзистора Т2. При положительном управляющем на­пряжении транзистор Т2 насыщен, а полевой транзистор Ті находится во включенном состоянии. Напряжение на конденсаторе С подтяги­вается до входного напряжения UBX. При отрицательном управляю­щем напряжении транзистор Т2 заперт и на затвор полевого транзи­стора Ті подается положительный потенциал от источника Еп. В этом случае при напряжении Еп, большем напряжения запирания, полевой транзистор 7 запирается.

Во второй строке показана ключевая схема на полевом транзи­сторе для импульсного управляющего сигнала. В третьей, четвертой и пятой строках столбца В показаны ключевые схемы на полевых транзисторах для переключения тока, который в зависимости от зна­ка управляющего напряжения либо поступает на конденсатор' С3, либо отводится на корпус, минуя этот конденсатор.

Сравнивающие элементы показаны на рис. 7. В столбце А пред­ставлены сравнивающие элементы с непрерывным выходным сигна­лом, в столбце Б — с импульсным выходным сигналом.

Рассмотрим сравнивающие элементы с непрерывным вы­ходным сигналом в столбце А. В первой строке представлена типо­вая схема дифференциального сравнивающего элемента на двух транзисторах Г і и Г2. При UBX<Udl! транзистор Ті заперт, а транзи­стор Г2 находится в активной области. Выходной ток /вых с точно­стью до остаточного тока запертого транзистора Ті равен нулю. При ^вх^^эт транзистор Ті выходит в активную область и выходной ток увеличивается по мере усиления этого неравенства. В сравни­вающем элементе во второй строке столбца А для увеличения кру­тизны (чувствительности) добавлен транзистор Г3. Кроме того, для устранения влияния обратных токов транзисторов Ти Т2 в схему до­бавлены диоды Ді, Д2 и резисторы Ru R2y Ri - Наконец, в третьей строке столбца А показана схема сравнивающего элемента с полевы­ми транзисторами на входе. Отличительная особенность схемы — большое входное сопротивление.

Рассмотрим сравнивающие элементы с импульсным выход­ным сигналом в столбце Б. В первой строке столбца Б представлена типовая схема сравнивающего элемента с использованием блокинг - генератора на трансформаторе Тр. При UbX<U

эт в схеме отсутст­вует блокинг-процесс и выходной сигнал равен нулю. При £/Вх^£/эт

зо

Рид. 8.

в схеме развивается блокинг-процесс и на выходе появляется после­довательность импульсов.

Недостаток схемы — наличие трансформатора, что затрудняет выполнение ее в виде интегральной схемы. Указанного выше недо­статка лишена схема сравнивающего элемента, приведенная во вто­рой строке столбца Б. В этой схеме при UBX<Uэт транзистор Ті заперт и выходной ток равен нулю. При Uвх^^эт на выходе появ­ляется последовательность прямоугольных импульсов. В третьей строке столбца Б приведена схема сравнивающего элемента особого назначения. Она применяется там, где требуется выдать сигнал в момент точного равенства UBx = U0T [JI. 43, 48, 50]. Управляющее устройство УУ, на которое поступают сигналы от исполнительного устройства ИУ> обеспечивает подключение вспомогательного источни­ка напряжения 6W Во время такого подключения происходит запоминание ошибки рассогласования с помощью конденсатора С. При подключении входного напряжения UBX ошибка рассогласования исключается. Коммутаторы Ки Къ Кз целесообразно выполнить на полевых транзисторах.

Аналоговые преобразователи (повторители напряжения и усили­тели) показаны на рис. 8. В столбце А представлены повторители напряжения, выполненные только на биполярных транзисто­рах, в столбце Б—на полевых и биполярных транзисторах.

Рассмотрим повторители напряжения, выполненные только на биполярных транзисторах, в столбце А. В первой строке представле­на типовая схема повторителя напряжения на составном триоде с запирающим диодом [JI. 41]. Входное напряжение повторителя напряжения велико. Недостаток — большая разница в величинах входного и выходного напряжений, что обусловлено последователь­ным соединением эмиттерно-базовых переходов транзисторов Ті и Т%. В некоторой степени упомянутый недостаток устранен в повторителе напряжения во второй строке столбца А. Повторитель напряжения выполнен на разнотипных транзисторах Ті и Т2.

Эту схему можно использовать в качестве усилителя напряжения (пунктиром указан съем UBыхг)- В третьей строке столбца А показа­на схема повторителя напряжения Дарлингтона. В этой схеме бла­годаря взаимной компенсации эмиттерно-базовых напряжений тран­зисторов Ті и Т2 разница между входным и выходным напряжениями сведена к минимуму.

Общим недостатком рассмотренных повторителей напряжения является большое выходное динамическое сопротивление для одной из полярностей перепадов напряжения (сказывается при работе на конденсаторную нагрузку). Упомянутый недостаток устранен в по­вторителе напряжения в четвертой строке столбца А благодаря включению диодов Ді и Д2 [JI. 61]. Повторитель напряжения обла­дает малым динамическим сопротивлением при перепадах напряже­ния любой полярности. Недостаток — значительная разница между входным и выходным напряжениями. Повторитель напряжения в пятой строке столбца Л, выполненный на четырех транзисторах Ті, Т2> Т3, Г4, объединяет положительные качества повторителей напря­жения в третьей и четвертой строках. Он обладает малым выходным динамическим сопротивлением и незначительной разницей в величи­нах входного и выходного напряжений.

Рассмотрим комбинированные повторители напряжений на полевых и биполярных транзисторах в столбце Б. Повторители напряжений в первой, второй и третьей строках столбца Б отличают -

ся от рассмотренных нами тем, что в первом каскаде применен полевой транзистор, что позволяет существенно снизить потребление тока от источника сигнала (ток менее 20 на). Потребление тока от источника сигнала при использовании полевых транзисторов с изо­лированным затвором, как показано во второй строке, уменьшается до лредельно малой величины '(для полевого транзистора ТН-12М ток затвора составляет 10-10—10-13 а).

Отличительная особенность повторителя напряжения в четвертой строке столбца Б — точная передача входного напряжения на выход. Это достигается применением конденсатора компенсации ошибки,-ко­торый уменьшает разницу между входным и выходным напряжения­ми до сотых и тысячных долей процента {Л. 40, 43]. Ключевые схе­мы К и К2 целесообразно выполнить на канальных транзисторах. Наконец, в пятой строке столбца Б приведена схема усилителя с по­левым транзистором на входе, обеспечивающим большое входное сопротивление.

Источники эталонного тока, которые можно использовать и в ка­честве преобразователей напряжения в ток4, показаны на рис. 9. В столбце А представлены источники эталонного тока, в которых процессы преобразования осуществляются с непрерывными сигнала­ми, а в столбце Б — с импульсными.

Рассмотрим источники эталонного тока в столбце А. В первой строке представлен типовой источник эталонного тока на одном тра I - зисторе Т. Эталоном является напряжение на стабилитроне Ді. Диод Дг служит для компенсации температурных изменений эмиттерно - базового напряжения транзистора Т. Особенностью источника эта­лонного тока во второй строке столбца А является использование схемы Дарлингтона на транзисторах Т и Т2у в которых осуществля­ется взаимная компенсация температурных изменений эмиттерно-ба - зовых напряжений. В третьей строке столбца А приведена схема источника эталонного тока, выполненная на полевых транзисторах Ти Тз, Т4, Гб. Здесь использована дифференциальная схема на тран­зисторах Гз и Tk, сигнал рассогласования с которой после усиления транзистором Ті подается на регулирующий транзистор Г5, приводя­щий выходной ток /вых в соответствие с эталонным напряжением иэт. Недостатком рассмотренных источников эталонного тока являет­ся ограниченная точность.

Рассмотрим источники эталонного тока в столбце Б (рис. 9), которые отличаются повышенной точностью. В первой строке приве­дена схема источника эталонного тока на транзисторах Ті, Т2, Гз, в которой периодически осуществляется сравнение части выходного напряжения, определяемой делителем на резисторах Ri и Rz, с эта­лонным напряжением [Л. 44, 53]. Ошибка рассогласования после уси­ления транзисторами Ті и Т2 интегрируется с помощью конденсато­ра С2. Ключевые схемы К и Кг, управляемые от генератора, целесо­образно выполнять на полевых транзисторах. В источнике эталонно­го тока во второй строке столбца Б, построенной на транзисторах Т и Т2у также периодически осуществляется переключение ключевых схем Кі и Кг и выбирается ошибка рассогласования с помощью кон­денсатора С [Л. 43]. В отличие от предыдущей схемы здесь сигнал на выходе имеет импульсную форму. Ключевые схемы К и К2 здесь

Рис. 9.

Также целесообразно выполнять на полевых транзисторах. Наконец, в третьей строке столбца Б показана схема прецизионного источника эталонного тока на транзисторах Ти Тг, блокинг-генераторе БГ% за­дающем генераторе ЗГ, ключевой схеме К, усилитель У, интегрирую­щем конденсаторе СА и стабилитронах Ді, Д3, Д4 [Л. 30]. В этой схеме осуществляется интегрирование ошибки рассогласования с по­мощью конденсатора Сі, подключенного ко входу регулирующего полевого транзистора Т.